提高功率電子系統效率的方法之一是提高切換速度。不過，這種方法也有其缺點，就是會產生更大的EMI，使振鈴(ringing)風險增加，本文將討論有關的對策。
MOSFET技術現已相當成熟，可用於功率高達2kW的應用。但對於更高功率的應用，IGBT仍然是首選，因為IGBT可支援更高的電流密度。在一次側交換式電源供應器中，切換頻率超過100kHz十分常見。這時，切換損耗占主導地位，而提高切換速度可以降低切換損耗。這就給先進IGBT設定了一個重要標準：快速導通與關斷，其可以降低導通和關斷損耗。通過對IGBT的導通或關斷特性曲線取切線可以估算出dV/dt 和 dI/dt。
當採用近乎理想的測試電路時(如用來測試IGBT特性的電路)，快捷半導體的 FGH40N60SFD IGBT可以達到10kV/us 的dV/dt 和1000A/us 的dI/dt。在這麼高的dV/dt 與 dI/dt之下，設計人員在電路設計中必須考慮到EMI效應。而版圖、走線電感以及繞組元件的寄生電容都會對EMI有影響。若切換速度更快(採用MOSFET時完全有可能)，EMI問題將越發嚴重，致使設計人員的開發工作量大大增加。
考慮以下例子就可以看出高切換速度的影響。按照簡單的經驗法則，10mm 的 PCB走線對應著10nH的電感。因此流經1cm走線的電流以1000A/us的速度變化，從而導致10mm走線上的電壓降達10V。
在以這麼高的速度進行切換時，版圖設計必須特別小心謹慎，必須採用星形接地，並考慮到短路突波電壓對靈敏類比電路的影響。此外，這些突波電壓會引起差動模式EMI，因此必須利用一個在EMI突波頻率下具有足夠高阻抗的輸入濾波器將之濾除。這些寄生效應會產生切換節點的振鈴，關鍵元素是節點上的寄生電容以及主要電流路徑上的串聯電感，寄生電容的充電放電電流由公式 計算。寄生電感與寄生電容結合起來形成一個諧振電路，電容和電感元件在諧振頻率附近進行能量交換。
峰值電壓可通過能量公式的比較來確定：(公式參見印刷版雜誌)
或：
這裡，V=Vpeak 是振鈴幅度，fres 是諧振頻率，dV/dt 是切換期間的電壓變化速度。故而，寄生電容和電感影響著振鈴。如果變數減小，頻率增加，則峰值電壓便會下降。
降低dV/dt也會減低振鈴，但這有一個副作用，即切換損耗增加。不過，如果EMI太高，降低dV/dt 常常是解決該問題的最佳方法之一，可以通過提高閘極阻抗RG來降低dV/dt。
總電容的主要部分是切換的輸出電容。因此一旦選定了切換，也就確定了把切換損耗降至最低的dV/dt，其餘唯一需要考慮的就是版圖：減小串聯電感和額外的寄生電容。
這些寄生電容可能隱藏在電感或變壓器的繞組中，或者是在切換與接地散熱器的耦合中。
串聯電感取決於PCB走線的長度與寬度。不幸的是，由於所需散熱器安裝方式以及各元件的尺寸已定，故PCB走線的長度也已確定。不過，如果能夠細心設計IGBT和耦合電容(在切換短路期間提供電流)的佈局，就有可能降低若干nH的版圖電感。
最後一點需要考慮的，是允許更高切換突波電壓的可能性。例如，若採用650V的切換，比如用FGH40N65UFD代替FGH40N60UFD，可以在節點振鈴期間提供較大的安全餘裕。這樣做的好處還包括溫度較低時安全餘裕較大，這時IGBT或MOSFET的崩潰電壓較低，需要更高可靠性抵抗突波電壓。
MOSFET技術現已相當成熟，可用於功率高達2kW的應用。但對於更高功率的應用，IGBT仍然是首選，因為IGBT可支援更高的電流密度。在一次側交換式電源供應器中，切換頻率超過100kHz十分常見。這時，切換損耗占主導地位，而提高切換速度可以降低切換損耗。這就給先進IGBT設定了一個重要標準：快速導通與關斷，其可以降低導通和關斷損耗。通過對IGBT的導通或關斷特性曲線取切線可以估算出dV/dt 和 dI/dt。
當採用近乎理想的測試電路時(如用來測試IGBT特性的電路)，快捷半導體的 FGH40N60SFD IGBT可以達到10kV/us 的dV/dt 和1000A/us 的dI/dt。在這麼高的dV/dt 與 dI/dt之下，設計人員在電路設計中必須考慮到EMI效應。而版圖、走線電感以及繞組元件的寄生電容都會對EMI有影響。若切換速度更快(採用MOSFET時完全有可能)，EMI問題將越發嚴重，致使設計人員的開發工作量大大增加。
考慮以下例子就可以看出高切換速度的影響。按照簡單的經驗法則，10mm 的 PCB走線對應著10nH的電感。因此流經1cm走線的電流以1000A/us的速度變化，從而導致10mm走線上的電壓降達10V。
在以這麼高的速度進行切換時，版圖設計必須特別小心謹慎，必須採用星形接地，並考慮到短路突波電壓對靈敏類比電路的影響。此外，這些突波電壓會引起差動模式EMI，因此必須利用一個在EMI突波頻率下具有足夠高阻抗的輸入濾波器將之濾除。這些寄生效應會產生切換節點的振鈴，關鍵元素是節點上的寄生電容以及主要電流路徑上的串聯電感，寄生電容的充電放電電流由公式 計算。寄生電感與寄生電容結合起來形成一個諧振電路，電容和電感元件在諧振頻率附近進行能量交換。
峰值電壓可通過能量公式的比較來確定：(公式參見印刷版雜誌)
或：
這裡，V=Vpeak 是振鈴幅度，fres 是諧振頻率，dV/dt 是切換期間的電壓變化速度。故而，寄生電容和電感影響著振鈴。如果變數減小，頻率增加，則峰值電壓便會下降。
降低dV/dt也會減低振鈴，但這有一個副作用，即切換損耗增加。不過，如果EMI太高，降低dV/dt 常常是解決該問題的最佳方法之一，可以通過提高閘極阻抗RG來降低dV/dt。
總電容的主要部分是切換的輸出電容。因此一旦選定了切換，也就確定了把切換損耗降至最低的dV/dt，其餘唯一需要考慮的就是版圖：減小串聯電感和額外的寄生電容。
這些寄生電容可能隱藏在電感或變壓器的繞組中，或者是在切換與接地散熱器的耦合中。
串聯電感取決於PCB走線的長度與寬度。不幸的是，由於所需散熱器安裝方式以及各元件的尺寸已定，故PCB走線的長度也已確定。不過，如果能夠細心設計IGBT和耦合電容(在切換短路期間提供電流)的佈局，就有可能降低若干nH的版圖電感。
最後一點需要考慮的，是允許更高切換突波電壓的可能性。例如，若採用650V的切換，比如用FGH40N65UFD代替FGH40N60UFD，可以在節點振鈴期間提供較大的安全餘裕。這樣做的好處還包括溫度較低時安全餘裕較大，這時IGBT或MOSFET的崩潰電壓較低，需要更高可靠性抵抗突波電壓。
