多數實際執行的工程師們都瞭解，要在提高開關頻率的同時、還要維持高效率通常是二個互相矛盾的要求。 在分離式應用中，隨著轉換器的開關頻率增加，所有動態損耗將以頻率之比例提高，這代表電路設計和評估必須重複進行，以達到開關頻率、小尺寸應用PCB、和低待機電流的正確組合，同時提供超快速的暫態響應。本文將討論一款創新的新型降壓同步降壓轉換器，其提供如上所述令人印象深刻的效能，同時只需要最少量的外部零組件。
設計步驟:
以下是使用AAT1130的詳細設計步驟，相關設計包含以下層面：
輸出濾波電感和電容
輸入濾波電容
回授電阻選擇
PCB佈局考量
由於AAT1130具有內部補償電路，因此無需外部補償電路，這就使得設計者可將節省下來的寶貴時間用於大型專案的其他面向，轉換器只是其很小的一部分。
雖然我們在此所討論該設計方法是屬於細節問題，但這是非常值得一提的，因為該設計所有的細節工作都已經由矽晶設計者完成了，包括諸如過電流保護和欠壓鎖住等主要效能問題。
這一類的轉換器將繼續提供非常豐富的功能和高效能，以滿足現代電子產品的需求，同時將應用設計師手中繁瑣的細節設計工作交到矽晶設計者手中，如此可簡化終端應用的設計任務，同時讓IC設計者憑藉一些額外工具透過每一個可處理的參數對設計進行微調。
電感選擇
電感值
該降壓轉換器採用峽谷電流模式控制及斜率補償，以將工作週期穩定地維持於50%以上。因此必須選擇適宜的輸出電感值，以使電感電流的下降斜率能滿足內部斜率補償的要求。表1顯示針對各種不同輸出電壓所建議的電感值。
選擇適宜的電感
一旦選定電感值之後，再請仔細從製造廠商產品型錄的列表中選擇出一款合適的電感。製造商的規格同時列出了電感直流電流額定值和峰值電流額定值，前者是一個最大熱量限制，後者由飽和特性決定。在正常的負載條件下，電感不應當顯示出任何可察覺到的飽和現象。
電感DCR和效率
一些電感可能滿足峰值電流額定值要求，但平均電流額定值會由於高DCR而導致過度的損耗。在選擇電感時，永遠請牢記考慮與DCR相關的損耗，以及其對整個轉換器效率的影響。
電容的選擇
輸入電容
為輸入端選擇一個4.7μF至10μF的X7R或X5R陶瓷電容。當選擇合適的電容值時，請記得檢查陶瓷電容的直流電壓系數特性。例如，對於一個容值為10μF的6.3V, X5R陶瓷電容來說，施加5.0V直流電壓時的實際電容值大約為6μF。輸入電容可為AAT1130吸收的脈衝電流邊緣提供一個低阻抗迴路。低ESR/ESL X7R和X5R陶瓷電容是這個用途的理想選擇。為了將寄生電感最小化，電容應當放置得盡可能靠近IC，如此可確保輸入電流高頻內容的局部化，從而可將電磁干擾和輸入電壓漣波降至最小。
實驗室測試裝置通常包含兩根長電線，它們連接測試台電源和評估板輸入電壓接腳。這些電線的電感和低ESR陶瓷輸入電容能夠構建出一個高Q網路，它可能會影響轉換器的性能。在負載暫態期間，這個問題經常會變得很明顯，具體表現形式為輸出電壓的過度震盪，它可能也會導致回路相位和增益測量的錯誤。由於饋送輸入電壓的短PCB佈線的電感明顯低於測試台電源的輸出接腳，因此大部分應用並不存在這個問題。在輸入電源引線的電感不能被降低至不影響轉換器性能的水準的應用中，一個高ESR值鉭或鋁電解電容應該與低ESR、ESL值的旁路陶瓷電容並聯放置，如此將減弱高Q網路和穩定系統。
輸出電容
輸出電容可在大負載暫態期間限制輸出漣波和提供保持(holdup)功能。一個4.7μF至10μF X5R或X7R陶瓷電容，通常在大負載暫態期間提供足夠大的電容值來穩定輸出，它也具有生成低輸出漣波所需的ESR和ESL特性。內部電壓迴路補償也將最小輸出電容值限制到4.7μF。這是由於它的值會影響到迴路交叉頻率(控制迴路頻寬)、相位裕度和增益裕度。更大的輸出電容值將會降低交叉頻率和提高相位裕量。
回授電阻選擇
圖5中的電阻R1和R2用於對輸出電壓進行調節，以使其大於0.6V。為了在維持良好抗雜訊性能的同時，亦限制外部回授電阻串所需的偏置電流，R2的最小建議值為59kΩ。雖然一個更大的電阻值將會進一步降低靜態電流，但是它也會增加回授節點的阻抗，從而使其對外部雜訊和干擾更加敏感。表2總結了對應各種輸出電壓的R1電阻值，R2設定於59kΩ以得到良好的抗雜訊性能，或以221kΩ得到更低的無負載輸入電流。
AAT1130結合使用一個外部前饋電容(見圖5中的CFF)時，可為極端脈衝負載應用提供增強的暫態響應性能。前饋電容的增加通常需要一個更大的輸出電容C1來維持穩定性。
IQ是該降壓轉換器的靜態電流。“tsw”代表了漏極電流和漏-源極電壓的切換時間。當降壓轉換器處於工作周期比為100%的漏失條件下，元件的總消耗可降低到：
由於RDS(ON)、靜態電流和開關損耗都隨輸入電壓的變化而變化，因此總損耗應在整個輸入電壓範圍內進行計算。在總損耗給定的條件下，最大的接面溫度可從SC70JW-10封裝的θJA推算出來，大小為160°C/W。
佈局考量
為了使該模組能正常運行，與選擇合適的元件一樣重要的是最終的全電路PCB佈局。輸入電容應盡可能近地連接到VCC/VP和PGND/GND。Cin和L1應盡可能近地連接在一起。L1和LX(接腳5)的連接也應盡可能地短。
回授佈線或FB應當盡可能遠離任何一條電源線，並應盡可能近地連接到負載點。沿著一條大電流負載佈線進行感應將降低直流負載的穩定性。如果使用外部反饋電阻，它們應當放置在離FB儘量近的地方，以最大限度地減小高阻抗回授佈線的長度。從負載返回PGND/GND的佈線阻抗應當保持在最低值。由於內部訊號接地端和電源接地端的電位差，這將有助於將直流調節中的錯誤降至最低。
總結
AAT1130是一款非常強固的降壓、同步降壓轉換器，應用範圍涵蓋微處理器/ DSP核心、IO應用至數位相機。AAT1130可操作於2.5MHz之頻率，以充分最佳化控制迴路頻寬，這也允許其能使用小型的外部元件，如電感和電容。該元件在整個電流範圍內(0.1mA負載電流?500mA)均可提供卓越的效率，峰值效率為93%。由於其獨特的架構和採用了控制迴路最佳化，因此使該元件也可提供傑出的暫態響應。
設計步驟:
以下是使用AAT1130的詳細設計步驟，相關設計包含以下層面：
輸出濾波電感和電容
輸入濾波電容
回授電阻選擇
PCB佈局考量
由於AAT1130具有內部補償電路，因此無需外部補償電路，這就使得設計者可將節省下來的寶貴時間用於大型專案的其他面向，轉換器只是其很小的一部分。
雖然我們在此所討論該設計方法是屬於細節問題，但這是非常值得一提的，因為該設計所有的細節工作都已經由矽晶設計者完成了，包括諸如過電流保護和欠壓鎖住等主要效能問題。
這一類的轉換器將繼續提供非常豐富的功能和高效能，以滿足現代電子產品的需求，同時將應用設計師手中繁瑣的細節設計工作交到矽晶設計者手中，如此可簡化終端應用的設計任務，同時讓IC設計者憑藉一些額外工具透過每一個可處理的參數對設計進行微調。
電感選擇
電感值
該降壓轉換器採用峽谷電流模式控制及斜率補償，以將工作週期穩定地維持於50%以上。因此必須選擇適宜的輸出電感值，以使電感電流的下降斜率能滿足內部斜率補償的要求。表1顯示針對各種不同輸出電壓所建議的電感值。
選擇適宜的電感
一旦選定電感值之後，再請仔細從製造廠商產品型錄的列表中選擇出一款合適的電感。製造商的規格同時列出了電感直流電流額定值和峰值電流額定值，前者是一個最大熱量限制，後者由飽和特性決定。在正常的負載條件下，電感不應當顯示出任何可察覺到的飽和現象。
電感DCR和效率
一些電感可能滿足峰值電流額定值要求，但平均電流額定值會由於高DCR而導致過度的損耗。在選擇電感時，永遠請牢記考慮與DCR相關的損耗，以及其對整個轉換器效率的影響。
電容的選擇
輸入電容
為輸入端選擇一個4.7μF至10μF的X7R或X5R陶瓷電容。當選擇合適的電容值時，請記得檢查陶瓷電容的直流電壓系數特性。例如，對於一個容值為10μF的6.3V, X5R陶瓷電容來說，施加5.0V直流電壓時的實際電容值大約為6μF。輸入電容可為AAT1130吸收的脈衝電流邊緣提供一個低阻抗迴路。低ESR/ESL X7R和X5R陶瓷電容是這個用途的理想選擇。為了將寄生電感最小化，電容應當放置得盡可能靠近IC，如此可確保輸入電流高頻內容的局部化，從而可將電磁干擾和輸入電壓漣波降至最小。
實驗室測試裝置通常包含兩根長電線，它們連接測試台電源和評估板輸入電壓接腳。這些電線的電感和低ESR陶瓷輸入電容能夠構建出一個高Q網路，它可能會影響轉換器的性能。在負載暫態期間，這個問題經常會變得很明顯，具體表現形式為輸出電壓的過度震盪，它可能也會導致回路相位和增益測量的錯誤。由於饋送輸入電壓的短PCB佈線的電感明顯低於測試台電源的輸出接腳，因此大部分應用並不存在這個問題。在輸入電源引線的電感不能被降低至不影響轉換器性能的水準的應用中，一個高ESR值鉭或鋁電解電容應該與低ESR、ESL值的旁路陶瓷電容並聯放置，如此將減弱高Q網路和穩定系統。
輸出電容
輸出電容可在大負載暫態期間限制輸出漣波和提供保持(holdup)功能。一個4.7μF至10μF X5R或X7R陶瓷電容，通常在大負載暫態期間提供足夠大的電容值來穩定輸出，它也具有生成低輸出漣波所需的ESR和ESL特性。內部電壓迴路補償也將最小輸出電容值限制到4.7μF。這是由於它的值會影響到迴路交叉頻率(控制迴路頻寬)、相位裕度和增益裕度。更大的輸出電容值將會降低交叉頻率和提高相位裕量。
回授電阻選擇
圖5中的電阻R1和R2用於對輸出電壓進行調節，以使其大於0.6V。為了在維持良好抗雜訊性能的同時，亦限制外部回授電阻串所需的偏置電流，R2的最小建議值為59kΩ。雖然一個更大的電阻值將會進一步降低靜態電流，但是它也會增加回授節點的阻抗，從而使其對外部雜訊和干擾更加敏感。表2總結了對應各種輸出電壓的R1電阻值，R2設定於59kΩ以得到良好的抗雜訊性能，或以221kΩ得到更低的無負載輸入電流。
AAT1130結合使用一個外部前饋電容(見圖5中的CFF)時，可為極端脈衝負載應用提供增強的暫態響應性能。前饋電容的增加通常需要一個更大的輸出電容C1來維持穩定性。
IQ是該降壓轉換器的靜態電流。“tsw”代表了漏極電流和漏-源極電壓的切換時間。當降壓轉換器處於工作周期比為100%的漏失條件下，元件的總消耗可降低到：
由於RDS(ON)、靜態電流和開關損耗都隨輸入電壓的變化而變化，因此總損耗應在整個輸入電壓範圍內進行計算。在總損耗給定的條件下，最大的接面溫度可從SC70JW-10封裝的θJA推算出來，大小為160°C/W。
佈局考量
為了使該模組能正常運行，與選擇合適的元件一樣重要的是最終的全電路PCB佈局。輸入電容應盡可能近地連接到VCC/VP和PGND/GND。Cin和L1應盡可能近地連接在一起。L1和LX(接腳5)的連接也應盡可能地短。
回授佈線或FB應當盡可能遠離任何一條電源線，並應盡可能近地連接到負載點。沿著一條大電流負載佈線進行感應將降低直流負載的穩定性。如果使用外部反饋電阻，它們應當放置在離FB儘量近的地方，以最大限度地減小高阻抗回授佈線的長度。從負載返回PGND/GND的佈線阻抗應當保持在最低值。由於內部訊號接地端和電源接地端的電位差，這將有助於將直流調節中的錯誤降至最低。
總結
AAT1130是一款非常強固的降壓、同步降壓轉換器，應用範圍涵蓋微處理器/ DSP核心、IO應用至數位相機。AAT1130可操作於2.5MHz之頻率，以充分最佳化控制迴路頻寬，這也允許其能使用小型的外部元件，如電感和電容。該元件在整個電流範圍內(0.1mA負載電流?500mA)均可提供卓越的效率，峰值效率為93%。由於其獨特的架構和採用了控制迴路最佳化，因此使該元件也可提供傑出的暫態響應。
