關閉轉換控制器後，會出現短暫的無切換時期，接著又出現切換時期，即使該控制器處於關閉狀態也是如此。這種自然發生的現象即是一般關注的焦點，也是本文將探討的主題。
若要提升低壓脈衝寬度調變(PWM)電源轉換器的效率，同步整流是最佳方法之一。自驅同步整流器(self-driven synchronous rectifier)配置具有多項優點。除了配置簡單與高效率之外，由於只需要較少的零件，因此可應用於眾多的拓樸中。本文中的波形和資料均取自適用於這類拓樸的主動箝位 (active clamp)配置。
然而，同步整流器配置有一個缺點，在關閉該轉換器時，會出現一些不理想的狀況。
關閉轉換控制器後，會出現短暫的無切換時期，接著又出現切換時期，即使該控制器處於關閉狀態也是如此。這種自然發生的現象即是一般關注的焦點，也是本文將探討的主題。
動作原理
最初轉換器處於工作狀態時，電流是從轉換器流出，如LOUT下方的箭頭所示。在輸出電感LOUT中，有電流IOUT和流向右側的鏈波電流。
當Q2上的電壓為輸入電壓時，VIN會出現在T1的接腳1至2上，這會導致T1的接腳4出現正電壓(相對於接腳3而言)。因此，如果要使電流只流經Q3的體二極體(body diode)，則需開啟Q3，並將Q3兩端的電壓調低至不會顯示的程度。由於T1上的電壓高於輸出電壓，則流經LOUT的電流便會增加。
當Q2關閉時，Q1會開啟並且電壓會反轉流經T1的一次側(primary)，進而導致Q3關閉而Q4開啟。接著流經LOUT的電流會繼續流動，並穿越Q4。此時LOUT接腳1的電壓已有效接地，造成流經LOUT的電流減少。
在該週期結束時，Q1會關閉且Q2會開啟，而相同的週期會再次重覆進行，這是該轉換器的正常運行情況。
在週期中的某一點，轉換器的一次側控制器會因為欠壓條件而關閉。圖3(a)和3(b)顯示關閉該控制器所產生的影響。
此控制器的最後一個關閉動作是開啟Q1 ，在探討整個過程時，必須記住這一點。
當轉換器在圖3中的「A」處關閉時，只要Q1保持開啟，流經LOUT的電流「B」便會按照VOUT/LOUT的比例減少。當Q1在「C」處關閉時，Q1中的磁化電流就會引起T1上的極性反轉，因而導致T1的接腳4、Q4汲極與Q3閘極的電壓在「D」處開始升高，最終將造成Q4關閉、Q3開啟。由於這種轉換，T1接腳4上的電壓會變為由二次側電感、變壓器一次側與二次側的比率(此時大約為5:1)以及輸出電壓所設定的電壓。T1中剩餘的磁化電流會影響此一分壓器(voltage divider)，使得分壓器不精確。
由磁化電流引入「E」處的振鈴(ringing)會呈現為Q4的汲極電壓。這會升高Q4汲極的電壓，降低流經LOUT電流的di/dt值，進而使Q3的閘極產生正偏壓。該振鈴出現的時間較短，很快就會消失。
由於Q3處於開啟狀態，電流便不斷降低，LOUT和T1的二次側因此形成感應式分壓器。這可保持Q4汲極上的正電壓，接著保持Q3閘極上的正電壓，並持續維持這種狀態，使電流得以流經「F」處的零點。此時，反向(朝箭頭方向) 的電流便開始在LOUT中形成。
隨著流經LOUT的負向電流增加，電壓便開始出現在Q3的汲極上，並開始向Q4的閘極施加電壓。在以「G」為代表的某一點上，該電壓會大到使Q4開始啟動。
由於Q4從T1的二次側中抽取電流，所以這種轉換屬於正反饋轉換，會造成 T1 接腳4的電壓降低。接著，這將導致Q3關閉，同時T1中的磁化電流會使Q3的汲極上出現高壓，進而開啟Q4，使Q4的汲極到接地短路。
如此一來便會增加流經LOUT的負電壓，並導致LOUT內負電流進一步地增加。由於「H」處具備較高的di/dt， Q3此時又處於關閉狀態，因此導致T1二次側的電流降至0。在圖3a中的「Is」處，被引入T1二次側的電壓被傳輸到一次側，導致寄生元件產生諧振電流，例如繞組間電容(interwinding capacitance)以及Q1與Q2源極電容的寄生汲極Cd等。其結果為「Ip」處的一次側產生振鈴電壓。
變壓器上的電壓產生諧振，然後開始下降，同時在「J」處關閉Q4並開啟 Q3，迫使FET Q3/Q4再次產生變化。
在這類配置中，Q4的汲極電壓在「K」處由Q2的寄生二極體加以箝位控制。VIN 上剩餘的電壓會反射在Tl的二次側繞組上。事實上，電流則流回至一次側，並進入電壓源。
在「L」處，流經LOUT的電流減少，因為LOUT的電壓此時已經過反轉。這造成L1的接腳1為正(相對於輸出而言)。經短暫的時間後，該諧振會導致電壓反轉。Q4的接地則再次短路，同時關閉Q 3。
這將導致Q2的汲極出現正電壓。如果電量足夠，會將Q1的汲極驅動至接地以上，並導致Q1的體二極體導通接地。如果傳輸了充足的電量，將會增加箝位電容上的電壓，可能導致損害Q1的電壓出現。
二次側上的此類切換會不停重復，直到輸出端大部分的電量完全消耗為止。這些震盪皆以震盪封包(envelope)的形式出現，並以等比級數降低，直至達到先前圖1中完全關閉的臨界值為止。
兩大問題
這個現象說明以下兩項值得關注的焦點：
1.設計人員必須注意並瞭解這個問題。這會導致裝置中產生雜訊，不過這或許是可以接受的現象。另外，這會在各個元件上產生電壓，導致FET的閘極故障，或是汲極到源極的電壓過量，進而引起累增崩潰(avalanche energy)電量，這種狀況在一次側或二次側都可能發生。
2. 輸出電容中儲存的電量會在FET中或回傳至輸入端時完全消耗，而在大多數的情況下是兩者同時發生。
此外，這也說明這類電路為何絕不可用於負載共用的配置中。如果將這類電路用於沒有二極體隔離且其中的轉換器皆未關閉的配置中，則轉換器輸出將不會運作，而且會震盪到零件損壞為止。
若要提升低壓脈衝寬度調變(PWM)電源轉換器的效率，同步整流是最佳方法之一。自驅同步整流器(self-driven synchronous rectifier)配置具有多項優點。除了配置簡單與高效率之外，由於只需要較少的零件，因此可應用於眾多的拓樸中。本文中的波形和資料均取自適用於這類拓樸的主動箝位 (active clamp)配置。
然而，同步整流器配置有一個缺點，在關閉該轉換器時，會出現一些不理想的狀況。
關閉轉換控制器後，會出現短暫的無切換時期，接著又出現切換時期，即使該控制器處於關閉狀態也是如此。這種自然發生的現象即是一般關注的焦點，也是本文將探討的主題。
動作原理
最初轉換器處於工作狀態時，電流是從轉換器流出，如LOUT下方的箭頭所示。在輸出電感LOUT中，有電流IOUT和流向右側的鏈波電流。
當Q2上的電壓為輸入電壓時，VIN會出現在T1的接腳1至2上，這會導致T1的接腳4出現正電壓(相對於接腳3而言)。因此，如果要使電流只流經Q3的體二極體(body diode)，則需開啟Q3，並將Q3兩端的電壓調低至不會顯示的程度。由於T1上的電壓高於輸出電壓，則流經LOUT的電流便會增加。
當Q2關閉時，Q1會開啟並且電壓會反轉流經T1的一次側(primary)，進而導致Q3關閉而Q4開啟。接著流經LOUT的電流會繼續流動，並穿越Q4。此時LOUT接腳1的電壓已有效接地，造成流經LOUT的電流減少。
在該週期結束時，Q1會關閉且Q2會開啟，而相同的週期會再次重覆進行，這是該轉換器的正常運行情況。
在週期中的某一點，轉換器的一次側控制器會因為欠壓條件而關閉。圖3(a)和3(b)顯示關閉該控制器所產生的影響。
此控制器的最後一個關閉動作是開啟Q1 ，在探討整個過程時，必須記住這一點。
當轉換器在圖3中的「A」處關閉時，只要Q1保持開啟，流經LOUT的電流「B」便會按照VOUT/LOUT的比例減少。當Q1在「C」處關閉時，Q1中的磁化電流就會引起T1上的極性反轉，因而導致T1的接腳4、Q4汲極與Q3閘極的電壓在「D」處開始升高，最終將造成Q4關閉、Q3開啟。由於這種轉換，T1接腳4上的電壓會變為由二次側電感、變壓器一次側與二次側的比率(此時大約為5:1)以及輸出電壓所設定的電壓。T1中剩餘的磁化電流會影響此一分壓器(voltage divider)，使得分壓器不精確。
由磁化電流引入「E」處的振鈴(ringing)會呈現為Q4的汲極電壓。這會升高Q4汲極的電壓，降低流經LOUT電流的di/dt值，進而使Q3的閘極產生正偏壓。該振鈴出現的時間較短，很快就會消失。
由於Q3處於開啟狀態，電流便不斷降低，LOUT和T1的二次側因此形成感應式分壓器。這可保持Q4汲極上的正電壓，接著保持Q3閘極上的正電壓，並持續維持這種狀態，使電流得以流經「F」處的零點。此時，反向(朝箭頭方向) 的電流便開始在LOUT中形成。
隨著流經LOUT的負向電流增加，電壓便開始出現在Q3的汲極上，並開始向Q4的閘極施加電壓。在以「G」為代表的某一點上，該電壓會大到使Q4開始啟動。
由於Q4從T1的二次側中抽取電流，所以這種轉換屬於正反饋轉換，會造成 T1 接腳4的電壓降低。接著，這將導致Q3關閉，同時T1中的磁化電流會使Q3的汲極上出現高壓，進而開啟Q4，使Q4的汲極到接地短路。
如此一來便會增加流經LOUT的負電壓，並導致LOUT內負電流進一步地增加。由於「H」處具備較高的di/dt， Q3此時又處於關閉狀態，因此導致T1二次側的電流降至0。在圖3a中的「Is」處，被引入T1二次側的電壓被傳輸到一次側，導致寄生元件產生諧振電流，例如繞組間電容(interwinding capacitance)以及Q1與Q2源極電容的寄生汲極Cd等。其結果為「Ip」處的一次側產生振鈴電壓。
變壓器上的電壓產生諧振，然後開始下降，同時在「J」處關閉Q4並開啟 Q3，迫使FET Q3/Q4再次產生變化。
在這類配置中，Q4的汲極電壓在「K」處由Q2的寄生二極體加以箝位控制。VIN 上剩餘的電壓會反射在Tl的二次側繞組上。事實上，電流則流回至一次側，並進入電壓源。
在「L」處，流經LOUT的電流減少，因為LOUT的電壓此時已經過反轉。這造成L1的接腳1為正(相對於輸出而言)。經短暫的時間後，該諧振會導致電壓反轉。Q4的接地則再次短路，同時關閉Q 3。
這將導致Q2的汲極出現正電壓。如果電量足夠，會將Q1的汲極驅動至接地以上，並導致Q1的體二極體導通接地。如果傳輸了充足的電量，將會增加箝位電容上的電壓，可能導致損害Q1的電壓出現。
二次側上的此類切換會不停重復，直到輸出端大部分的電量完全消耗為止。這些震盪皆以震盪封包(envelope)的形式出現，並以等比級數降低，直至達到先前圖1中完全關閉的臨界值為止。
兩大問題
這個現象說明以下兩項值得關注的焦點：
1.設計人員必須注意並瞭解這個問題。這會導致裝置中產生雜訊，不過這或許是可以接受的現象。另外，這會在各個元件上產生電壓，導致FET的閘極故障，或是汲極到源極的電壓過量，進而引起累增崩潰(avalanche energy)電量，這種狀況在一次側或二次側都可能發生。
2. 輸出電容中儲存的電量會在FET中或回傳至輸入端時完全消耗，而在大多數的情況下是兩者同時發生。
此外，這也說明這類電路為何絕不可用於負載共用的配置中。如果將這類電路用於沒有二極體隔離且其中的轉換器皆未關閉的配置中，則轉換器輸出將不會運作，而且會震盪到零件損壞為止。
