簡單制勝——系列之三：高效主動均衡背後的架構
前言：
作者：ADI 應用工程師 Frank Zhang、 資深工程師 Henry Chen、Meng Wang 以及經理 Nandin Xu
摘要
在系統級電路解決方案中，為了實現或平衡「簡潔與高效」這兩大目標，往往需要統籌考量硬體架構與軟體演算法。主動均衡正是這種系統級解決方案的典型體現。在硬體層面，設計人員需審慎選擇合適的IC和元件以實現能量轉移；與此同時，主動均衡策略的設計，即主導均衡過程的關鍵演算法，也應給予同等重視。本文便深入探討了電池管理系統(BMS)高效主動均衡設計背後的架構和演算法。
引言
承續本系列前幾篇文章已解析的主動均衡概念，接下來將從兩個維度繼續討論該主題：均衡架構和均衡演算法。我們將從硬體和軟體兩個層面，探討如何設計一個高效、精簡、易於部署與評估的系統級主動均衡解決方案。
本文（本系列的第三篇）將重點介紹均衡架構。設計方案中包括一個開關矩陣主機板、兩個反馳式電源板、一個電池管理系統(BMS)控制板、一個微控制器單元(MCU)評估板和一個isoSPI隔離通訊評估板。以下章節將簡要介紹每個硬體板的功能。
開關矩陣電路板
在主動均衡設計中，電荷需要在電芯之間以及電池包之間傳輸。正如本系列第二部分所述，更高效、更精簡的均衡解決方案採用多電芯電池包，並使用兩個獨立的反馳式電路和兩個變壓器：一個專用於電芯之間的均衡，另一個專用於電池包之間的均衡。開關矩陣以時分複用的方式，選擇性地將不同電芯連接到主動均衡電路。
該主動均衡架構中的開關矩陣是基於先前討論的概念建構而成。其包含一個16通道電芯選擇矩陣，能夠精準連接目標電芯進行均衡。此外還有四個極性選擇開關，用於在選定電芯連接到反馳式電路時調整電壓極性。整體均衡架構如圖1所示。
圖1.主動均衡電路架構示意圖
該架構使用單個反馳式電源級，透過在電池包內的多個電芯之間分時共用一個反馳式轉換器來實現電芯間均衡。可選擇被均衡電池包中16個電芯中的任何一個進行均衡。
反馳式電源級由LT8306驅動，後者是一款高整合度且高效的控制器，只需極少的外部元件，非常適合主動均衡系統中的隔離式能量轉移應用。模組電壓直接來源於已均衡的電池包，因此在運作期間，即使單一電芯電壓出現波動，工作週期變化仍能保持最小。這使得充電和放電能夠接近恆定電流，進而帶來更穩定的硬體性能，並大幅簡化主動均衡演算法的開發和調校，如表1所示。
理論上，源自電池包中N個電芯的模組電壓Vmodule可能並不完全等於N × Vcell（任何單個電芯的電壓），但實際上，配置良好且運作正常的主動均衡系統能以非常高的一致性維持Vmodule ≈ N × Vcell。
|
Vcell (V) |
工作週期 （電芯放電） |
工作週期 （電芯充電） |
|
4.2 |
0.5022 |
0.5172 |
|
4.1 |
0.5023 |
0.5176 |
|
4.0 |
0.5023 |
0.5181 |
|
3.9 |
0.5024 |
0.5185 |
|
3.8 |
0.5025 |
0.5190 |
|
3.7 |
0.5025 |
0.5195 |
|
3.6 |
0.5026 |
0.5200 |
|
3.5 |
0.5027 |
0.5205 |
|
3.4 |
0.5027 |
0.5211 |
|
3.3 |
0.5028 |
0.5217 |
|
3.2 |
0.5029 |
0.5224 |
|
3.1 |
0.5030 |
0.5231 |
|
3.0 |
0.5031 |
0.5238 |
圖2.基於本文所提出架構的單電芯放電的LTspice模擬
表1.電芯均衡期間的工作週期變化（假設模組電壓為N個電芯的電壓之和，其中N = 8）
工作週期（電芯放電）= (Vcell × N + VF) × NPS/(Vcell + (Vcell × N + VF) × NPS)
工作週期（電芯充電）= (Vcell + VF) × NSP/(Vcell × N + (Vcell + VF) × NSP)
反馳式電路設計和模擬
LT8306與Würth變壓器（產品型號749119533）和必要的被動元件結合使用，可實現隔離式反馳式電源級，作為主動均衡架構的一部分，用於電芯之間的能量轉移。
圖2和圖3展示了該架構中使用的反馳式電路的LTspice®原理圖和相應的模擬結果。模擬清楚地顯示，該電路實現了預期的電芯充放電雙向均衡。
升壓轉換器和同步整流
在該架構中：
• 在電芯側，LT8306由7 V穩壓電源供電。假設單一鋰離子電芯的最大電壓為4.2 V，該架構的推薦工作範圍為3.0 V至4.2 V，則7 V電源軌由ADP1612升壓轉換器對電芯電壓進行升壓來產生。該元件是一款高性價比、高效率轉換器，非常適合將均衡電路中的低電芯電壓升高至適當的位準，以確保LT8306在最佳範圍內工作。
• 在電芯均衡充電期間，反馳式輸出與單一電芯的電壓一致。在如此低的電壓和相對較高的充電電流下，使用二極體進行續流會造成顯著的損耗和過熱問題，而且這些問題會隨著電芯電壓下降而變得更加嚴重。但是，若將LT8306與LT8309等同步整流控制器配合使用，則可實現高效率轉換路徑，同時大幅減輕熱應力，尤其是在低電壓、高電流情況下。
圖3.基於本文所提出架構的單電芯充電的LTspice模擬
圖4顯示了採用ADP1612升壓轉換器和LT8309同步整流以實現主動均衡的反馳式電源級的完整LTspice模擬。
回饋設計考量因素
利用LT8306進行主動均衡的一個關鍵因素是其回饋網路的設計。從電芯到反馳式電路輸入端的路徑的總電阻（稱為RROUTE）通常不容忽略。該電阻由以下幾部分構成：電芯內阻、母線電阻、線束電阻、連接器電阻、保險絲電阻、PCB佈線電阻以及六個串聯MOSFET的總導通電阻RDS(ON)。
根據元件選擇、線束品質和實際裝配條件，RROUTE可能會有很大差異，從幾十毫歐到幾百毫歐不等。其精準值通常需要現場測量才能確定。當乘以平均充電電流（ICHARGE，可達數安培）時，RROUTE兩端的電壓降可能在幾十到幾百毫伏之間。對電芯充電時，次級側LT8306以相對較高的開關頻率(Fsw)工作。在這種情況下，由電芯輸入端反馳式級的大佈線電阻(RROUTE)和大輸入電容器(CINPUT)形成的時間常數τ = RROUTE × CINPUT變得非常重要。如果該τ超過反馳式開關週期(Tsw = 1/Fsw)，特別是如果它超過次級LT8306關斷時間(Toff)，那麼當LT8306取樣保持誤差放大器對次級電壓進行取樣時，RROUTE兩端的電壓降尚未衰減到0 V。
因此，當τ較大時，必須將此電壓降的影響納入LT8306回饋電阻網路的計算中。雖然相較於總模組電壓，此電壓降相對較小，但相較於單個電芯的電壓，此電壓降卻很大。
因此，使用LT8306設計電池充電電路時，必須將此電壓降納入回饋電阻的計算中。相較於資料手冊中提供的公式，改進後的回饋電阻計算公式為：
而原式為：
RFB = 回饋電阻
VOUT = 輸出電壓
VF = 輸出二極體正向電壓
NPS = 變壓器有效初級/次級匝數比
VROUTE = RROUTE兩端的電壓降
這種調整可確保電壓調節精準且運作穩定，尤其是在電芯充電電流較高的情況下。
圖4.基於本文所提出架構（同步整流）的單電芯充電的LTspice模擬
電池包間的主動均衡設計
我們還針對電池包間均衡場景進行了LTspice模擬和實驗驗證。由於核心操作與電芯間均衡非常相似，因此圖5中僅展示了模擬原理圖和關鍵結果。
進行基於電壓的電池包間均衡策略時，務必確保電池模組之間的均衡電流路徑不經過電池包的主端子（V+和V-）。這種預防措施可防止干擾電池包總電壓的測量，無論是直接在V+和V-之間測量，還是透過對電芯1至電芯16的各個電芯電壓求和來計算。
圖5.基於本文所提出架構的電池包間均衡的LTspice模擬
圖6.不同電池包間均衡連接方法對電池包電壓測量的影響
圖6展示了不同接線方法對電池包電壓測量精度的影響，而圖7顯示了針對電池包間均衡的建議連接方案。
圖7.電池包間均衡的建議連接方法
BMS控制板
主動電芯均衡的實現根本上依賴於BMS，更具體地說，依賴於BMS電芯監控單元提供的功能。在主動均衡架構中，電芯監控器發揮著幾個重要作用，包括：
1. 即時監控每個電芯的狀態——追蹤電壓、溫度和保護限值（如過壓和欠壓狀況）。
2. 開路故障檢測和診斷——確保整個系統的安全性和可靠性。
3. 均衡開關控制——充當I²C主機，解譯從MCU透過isoSPI接收到的均衡指令，並將其轉發到I/O擴展器晶片，根據需要管理讀/寫操作。
4. 均衡狀態管理——透過I²C來處理板載EEPROM運作資料的讀寫操作。
5. 菊鍊通訊——以菊鍊配置高效傳輸資料，儘量減少MCU的需求量。
以上只是主動均衡電路中電芯監控器眾多功能的一部分，但已然清楚地說明了其所發揮的關鍵作用。
在該架構中，ADBMS6830B用於BMS控制單元。這款高性能多電芯電池組監控器支援測量多達16個串聯電芯；在全溫度範圍內，整個使用壽命期內的總測量誤差(TME)小於2 mV。因此，其能夠對已均衡電池包中的所有16個電芯進行精確、即時的電壓監控。
ADBMS6830B的輸入測量範圍為-2 V至+5.5 V，相容多種電池化學體系，從高電壓的鋰鎳錳鈷氧化物(NMC)電芯到低電壓的LiFePO4電芯，可彈性支援不同類型的電池。此外，所有電芯均可透過兩個獨立的ADC進行同步和冗餘取樣，進而確保電壓資料高度準確可靠，使均衡演算法有效運作。
MCU評估板
在此架構中，MAX32670用於主要控制單元。除非另有說明，後續提及的所有MCU均指MAX32670。其是一款超低功耗、高性價比且高度可靠的32位元微控制器，能夠提供複雜感測器和控制任務所需的處理餘裕，非常適合工業和物聯網應用。
在該主動均衡架構中，控制邏輯分佈在兩個主要位置：
1. 主機端控制——PC上運作的主動均衡GUI。
2. 嵌入式控制——MCU上執行的韌體。
MCU透過UART與主機GUI通訊，並透過SPI與BMS對接；通常採用isoSPI模組來實現電氣隔離並提升通訊穩健性。MCU還利用計時器和GPIO等內部周邊來管理均衡過程中的時序、狀態控制和I/O功能。
目前，該架構未設計客製化MCU板，而是採用MAX32670EVKIT評估板。這種方式可加快開發速度，韌體和驅動程式代碼可利用SDK編寫和調校，然後寫入到MCU的快閃記憶體中，並與主動均衡GUI一起進行驗證，進而實現全功能系統驗證，而無需在早期階段使用客製化MCU PCB。
isoSPI隔離通訊評估板
在該架構中，DC2792B隔離通訊評估板（基於LTC6820）用於實現MCU與電芯監控器之間的通訊。LTC6820支援兩個電氣隔離元件之間透過單條雙絞線纜進行雙向SPI通訊。
在運作過程中，其將MCU的4線SPI訊號轉換為2線isoSPI脈衝訊號，以傳輸到電芯監控器，同時能夠反其道而行，將從電芯監控器接收到的isoSPI訊號解碼回MCU使用的標準4線SPI訊號。
LTC6820的隔離功能並非強制要求，但其透過在電氣上隔離高壓域和低壓域，顯著提升了系統的可靠性和安全性。這可以保護電池包、BMS控制電路和MCU硬體，同時將高壓風險降至最低，進而增強系統開發人員和最終使用者的安全保障。出於這些原因，強烈建議在該架構中使用LTC6820。
均衡過程中的SOC計算
該架構實現了接近恆流的充電和放電過程，有利於電芯均衡，大幅簡化了均衡過程中對荷電狀態(SOC)的估算和監控。由於該架構在整個均衡過程中維持接近恆定的電流，因此用戶通常只需要追蹤三個關鍵參數：均衡持續時間、均衡狀態（充電或放電）和預測量的均衡電流。利用這些參數可以獲得近似的SOC估計值，而無需專用庫侖計數器IC。
當然，對於均衡過程中需要更高精度SOC計算的應用，使用庫侖計仍然是最準確的方法。
主動均衡架構的物理演示
該架構的物理實現如圖8至圖11所示。這些圖片展示了用於在由16電芯組成的電池包中實現主動均衡的硬體設定。
圖8.主動均衡架構內的主機板
圖9.架構中有兩個反馳式電路：一個專用於電芯間均衡，另一個專用於電池包間均衡
圖10. 架構中的isoSPI通訊板和MCU控制板
圖11.在使用真實16電芯電池包（每個電芯的額定容量為40 Ah）的主動均衡實驗中，該架構的物理接線和連接圖
結論
本文重點介紹了一種高效、精簡的主動均衡硬體架構的設計，著重解析如何審慎選擇和整合關鍵IC與硬體板以開發出合適的解決方案。其中的元件經過精心挑選，目的在創建一個簡潔而有效的主動均衡系統。
在下一篇文章中，我們將深入探討BMS高效主動均衡解決方案背後的演算法設計。
