目的
本文旨在介紹一個混合動力汽車（HEV）電負載輔助電源雙向DC－DC轉換器的功率級和控制設計，與同類傳統DC-DC轉換器相比，該方案的電路設計簡單，具有在12VDC匯流排和動力系統高壓DC匯流排之間雙向電能傳輸的功能。該方案中在升壓模式下實現主動鉗位元，在降壓模式下透過移相調製方法實現軟開關操作，且無需任何其它額外元件，高能效和控制簡單是其主要優點所在。
本文旨在介紹一個混合動力汽車（HEV）電負載輔助電源雙向DC－DC轉換器的功率級和控制設計，與同類傳統DC-DC轉換器相比，該方案的電路設計簡單，具有在12VDC匯流排和動力系統高壓DC匯流排之間雙向電能傳輸的功能。該方案中在升壓模式下實現主動鉗位元，在降壓模式下透過移相調製方法實現軟開關操作，且無需任何其它額外元件，高能效和控制簡單是其主要優點所在。
該方案在SPC560P50xx （32位元）微控制器上實現控制演算法，為開發人員提供成本和靈活性優勢，同時，同步整流實現方法簡單，有助於提高轉換器的能效。這些優勢使得該轉換器方案適用於中高功率應用，特別是混合動力汽車的輔助電源，因為功率密度、成本、重量和可靠性是汽車電源設計人員最關心的問題。
前言
今天，高壓蓄電池組在混合動力汽車巡航時為動力系統提供電能，而超級電容等儲能單元在汽車加速時為動力系統提供峰值電能，在刹車過程中儲存峰值電能。因此，動力系統和輔助電源轉換器的新特性體現在高效管理高壓DC匯流排，高壓DC匯流排由高壓電池組決定，根據馬達功率大小，電池組電壓在200V到800V之間。
今天，高壓蓄電池組在混合動力汽車巡航時為動力系統提供電能，而超級電容等儲能單元在汽車加速時為動力系統提供峰值電能，在刹車過程中儲存峰值電能。因此，動力系統和輔助電源轉換器的新特性體現在高效管理高壓DC匯流排，高壓DC匯流排由高壓電池組決定，根據馬達功率大小，電池組電壓在200V到800V之間。
混合動力汽車輔助電源轉換器對功率要求通常在數千瓦級別，幾個非線性執行器還要求轉換器具有超載能力。考慮到必須相容內燃機汽車，DC匯流排電壓12V仍然是標準電壓值，所以輸出電流很大，峰值電流大約在200-250A之間。此外，系統能效還是一個重要特性，是影響設計的關鍵參數之一。
在傳統汽車中，12V輔助電源儲存的電能為前燈、尾燈、散熱風扇、音響系統等電負載提供電能，還為內燃機（ICE）啟動提供所需電能，這些負載的總功耗通常小於1kW。在電力高於傳統內燃機的混合動力汽車內，所謂“非傳統負載”進一步提高了輔助電源轉換器的峰值功率和平均功率需求。
儘管在正常工作時高壓電池組為維護電池供電，但是有時也可能需要反向電流傳輸。例如，當內燃機工作時時，通常是馬達給高壓電池組供電，但是，如果高壓電池組電量不足，則需要反向電流給高壓電池組充電。事實上，維護電池儲存的電能還用於給高壓電池組充電，為啟動引擎提供所需電能。
該解決方案基於兩個橋式轉換器，兩個電橋透過一個高頻變壓器相連，最新的功率MOSFET和基於移相技術的控制策略，結合主功率元件的主動鉗位元電路，使得該元件在寬負載範圍內，以合理的成本，取得高於90%的能效。控制機制透過SPC560Pxx 32位微控制器，產生正確的調製向量，以較低的CPU負載驅動功率元件工作。
系統描述和規格
要想輸出正確的電壓值，在不同電源和儲能單元之間進行功率管理，就必須使用高效的DC－DC轉換器。DC－DC轉換器將一組電壓和電流轉換成不同的電壓和電流，並受最大功率限制。例如，12V轉400V（反之亦然），本例中最大功率是1.5KW。
要想輸出正確的電壓值，在不同電源和儲能單元之間進行功率管理，就必須使用高效的DC－DC轉換器。DC－DC轉換器將一組電壓和電流轉換成不同的電壓和電流，並受最大功率限制。例如，12V轉400V（反之亦然），本例中最大功率是1.5KW。
圖 1:典型的混合動力汽車動力總成配置
在這個配置中，維護電池為儀錶板、執行器和照明系統供電，標準電壓為12V。200-800VDC匯流排電壓用於供給動力系統。
雙向DC－DC轉換器方案的技術規格如下：
• 低壓端標稱輸入電壓為12V，在充放電過程中，可能在8V至16V之間變化；
• 高壓端標稱輸入電壓為 288V，工作電壓範圍在255V–425V之間變化；
• 標稱充放電功率為 1.5 kW；
• 開關頻率 50 kHz；
• 為安全起見，高低壓端之間必需電氣隔離，然後使用高頻變壓器；
• 低壓端參考接地點是汽車底盤；
• 相對於低壓端，高壓端接地狀態是懸空，不連接汽車底盤。
• 低壓端標稱輸入電壓為12V，在充放電過程中，可能在8V至16V之間變化；
• 高壓端標稱輸入電壓為 288V，工作電壓範圍在255V–425V之間變化；
• 標稱充放電功率為 1.5 kW；
• 開關頻率 50 kHz；
• 為安全起見，高低壓端之間必需電氣隔離，然後使用高頻變壓器；
• 低壓端參考接地點是汽車底盤；
• 相對於低壓端，高壓端接地狀態是懸空，不連接汽車底盤。
該系統是由高頻變壓器連接的兩個全橋組成。
在升壓模式下，元件M1-M4受占空比大於0.5的PWM訊號控制，比M2-M3的控制元件移相180°。變壓器漏電感通常會在主功率元件上產生高壓脈衝，MCL、DCL和CCL組成的電路負載負責抑制這些脈衝。鉗位元電容CCL在關斷過程中儲存的電能被引入主功率電路，比傳統消耗型緩衝器節省大量電能。
在降壓工作模式下，轉換器採用移相調製方法控制高壓橋臂，透過這種方式，根據變壓器漏電感和元件輸出電容大小，在負載範圍內實現零壓開關操作 （ZVS）。
控制策略
兩個方向的PWM訊號必須控制得當，才能使轉換器取得最大能效，實現最佳的電流充電曲線，提高電池的能效。在DC－DC轉換器控制結構內，有三個電流感測器和兩個電壓感測器。兩個電壓感測器用於調整兩個電池上的電壓，而兩個電流感測器用於控制兩個電池的電流充電曲線，第三個電流感測器用於控制變壓器飽和電流，防止功率元件受損。
兩個方向的PWM訊號必須控制得當，才能使轉換器取得最大能效，實現最佳的電流充電曲線，提高電池的能效。在DC－DC轉換器控制結構內，有三個電流感測器和兩個電壓感測器。兩個電壓感測器用於調整兩個電池上的電壓，而兩個電流感測器用於控制兩個電池的電流充電曲線，第三個電流感測器用於控制變壓器飽和電流，防止功率元件受損。
在解釋這兩個控制策略前，我們先區分下面的充電流程：
• 高壓電池組負責給維護電池充電；
• 維護電池負責給高壓電池組充電。
• 高壓電池組負責給維護電池充電；
• 維護電池負責給高壓電池組充電。
維護電池充電
在維護電池充電過程中，DC－DC轉換器進入降壓模式，將電壓從400V降至12V，低壓端的開關不工作，其內建續流二極體只實現一個電壓整流級，同時PWM訊號驅動高壓端的四個開關。所選控制策略為移相調製方法，兩個固定占空比為50%的互補訊號驅動每個橋臂上的兩個開關，而兩個橋臂之間的訊號移相角度由控制網路決定。該控制策略准許對稱使用變壓器，防止鐵芯飽和，同時調整降壓轉換器的占空比，控制維護電池充電。
在維護電池充電過程中，DC－DC轉換器進入降壓模式，將電壓從400V降至12V，低壓端的開關不工作，其內建續流二極體只實現一個電壓整流級，同時PWM訊號驅動高壓端的四個開關。所選控制策略為移相調製方法，兩個固定占空比為50%的互補訊號驅動每個橋臂上的兩個開關，而兩個橋臂之間的訊號移相角度由控制網路決定。該控制策略准許對稱使用變壓器，防止鐵芯飽和，同時調整降壓轉換器的占空比，控制維護電池充電。
圖2:維護電池充電
圖 3:死區時間
透過為兩對驅動全橋逆變器的互補型元件設定適合的死區時間，可使MOSFET恰好是在零電壓時導通，從而根除導通損耗問題。如上圖所示，當M5從導通轉至關斷時，因為死區時間的原因，M7還是關斷狀態，半橋的中心點將懸空，而且，因為變壓器漏電感和半橋中心點上的寄生電容構成的諧振電路，會發生自然振盪，這將導致VDS6以固定頻率振盪，透過正確設定死區時間，M6可在零壓時判斷。
最後，為進一步提高轉換器能效，M2-3和 M1-4是由高壓端的PWM訊號的AND訊號驅動，實現同步整流功能，以降低當續流二極體導通時出現的壓降。
圖 4:同步整流
高壓電池組充電
在給高壓電池組充電時，DC－DC轉換器將電能送回到高壓電池組，將電壓從12V升至400V。這時，高壓端全橋開關不工作，續流二極體只執行電壓整流功能。在低壓端，全橋開關必須控制得當，以執行升壓級操作，同時最大幅度降低電能損耗。
在給高壓電池組充電時，DC－DC轉換器將電能送回到高壓電池組，將電壓從12V升至400V。這時，高壓端全橋開關不工作，續流二極體只執行電壓整流功能。在低壓端，全橋開關必須控制得當，以執行升壓級操作，同時最大幅度降低電能損耗。
自舉電路級操作是由一個非常便利的策略實現的：兩個呈180º移相角的占空比高於50%的PWM訊號驅動兩個對角開關，這種方法准許有一個重疊期，四個開關全都同時閉合，給輸入電感充電，同時，透過並聯兩個MOSFET橋臂，最大幅度降低導通電阻RDSon。
在其餘的兩個週期內，另一個對角開關導通，透過利用第一和第三象限，准許電能透過磁變壓器。
圖 5:高壓電池組充電
在這種情況下，主動鉗位元電路防止過壓脈衝損壞M1、M2、M3和M4，在DV/DT過程中吸收能量，然後將儲存的電能傳至負載（幾乎沒有損耗）。
圖 6:PWM訊號
圖7:PWM鉗位
應用描述
SPC560P50x是開發這種應用設計的重點所在，因為該微控制器擁有一套功能強大的嵌入式馬達控制周邊設備，准許以極低的CPU負載向系統（雙H橋）提供正確的向量。該應用設計的核心是利用交叉觸發單元（CTU）和eDMA（增強型直接記憶體訪問），准許用戶觸發所有的ADC捕獲以及PWM配置，無需任何CPU干預。
SPC560P50x是開發這種應用設計的重點所在，因為該微控制器擁有一套功能強大的嵌入式馬達控制周邊設備，准許以極低的CPU負載向系統（雙H橋）提供正確的向量。該應用設計的核心是利用交叉觸發單元（CTU）和eDMA（增強型直接記憶體訪問），准許用戶觸發所有的ADC捕獲以及PWM配置，無需任何CPU干預。
在這情況下，高整合度馬達控制周邊設備組（CTU-FlexPWM-ADC-DMA） [1]讓CPU只執行基於plant變數的控制演算法，即在每個時長20微秒的控制週期內執行該控制演算法，將CPU實際佔用率降低35%以下，釋放更多的性能執行其它任務，例如，更多的系統安全措施（即PWM產生/IO冗餘控制）。
圖8:應用時間軸
CTU活動與應用的PWM週期同步，基於觸發自動ADC採集的預程式設計的指令清單（兩個ADC單元）。
圖 9:CTU觸發器
ADC採集全都暫存在CTU的ADC FIFO內，一旦這些數值達到一個預程式設計閾值，則立即觸發一次從DMA到SRAM的傳輸操作。然後，資料經CPU預處理後（因為感應變數過採樣已完成）送至控制演算法，為下一個控制週期計算PWM向量。
控制演算法為定點控制演算法，每個轉換方向由兩個PID控制器組成。
圖10:DC－DC轉換器框圖
ADC概述和採樣策略
元件上實現兩個ADC模組，每個模組包含使用者可配置取樣速率和轉換次數（在該應用中，採樣和從通道採集資料的總時間低於0.9微秒），分頻器透過ADC數位介面的時鐘產生ADC時鐘訊號。
元件上實現兩個ADC模組，每個模組包含使用者可配置取樣速率和轉換次數（在該應用中，採樣和從通道採集資料的總時間低於0.9微秒），分頻器透過ADC數位介面的時鐘產生ADC時鐘訊號。
ADC的內部“類比看門狗”將被轉換資料的數值與使用者程式設計閾值對比，如果被轉換資料超過閾值，則產生一個中斷訊號。
每個ADC都受控於CPU （CPU控制模式）和CTU （CTU控制模式）。CTU可使用一個ADC命令控制ADC採樣，但前提是ADC是在CTU控制模式。在這種情況下，可以同時觸發兩個ADC採集操作。
在這種應用中，兩個ADC均採集三個電流值和兩個電壓值，將其轉換為10位元解析度的資料 （最高電壓3.3V）[2]。
控制演算法需要用到四個數值 （I1,V1, I2, V2）：
• I1（低壓H-橋電流）和V1（低壓H-橋電壓），用於移相調製轉換控制；
• I2（高壓H-橋電流）, V2（高壓H-橋電壓），用於占空比調製轉換控制；
控制演算法需要用到四個數值 （I1,V1, I2, V2）：
• I1（低壓H-橋電流）和V1（低壓H-橋電壓），用於移相調製轉換控制；
• I2（高壓H-橋電流）, V2（高壓H-橋電壓），用於占空比調製轉換控制；
最終數值（IT: 高頻變壓器電流） 僅用於管理變壓器發生的更差/危險事件：類比看門狗功能用於監視該電流。
採集控制演算法測量值的控制策略是基於過採樣方法：使用兩個不同的時間軸觸發ADC採樣，具體使用哪一個取決於PWM訊號產生方式。每個時間軸（ADC採集設置）都有四個採集觸發器，分別採集I1、V1、I2、V2數值。
圖11:ADC採集策略: 12V轉400V
圖12:ADC採集策略: 400V轉12V
注: 在第二次採集操作被觸發後，IT（高頻變壓器電流）採集操作被觸發，與採集設置無關（即如果ADC採集設置1發生後，觸發是在9.76微秒，同時，如果ADC採集設置2發生後，則觸發操作是在4.88微秒）。
這個策略可提供一個正確的測量值，因為採樣是無PWM訊號開關下進行的，最終值是採樣（每個變數）的平均值（預處理）。
PWM配置
DC－DC轉換器使用7個PWM訊號控制系統，使用6個PWM訊號控制移相調製（4個用於高壓H-橋，2個用於低壓H橋同步整流），使用3個PWM訊號控制占空比調製（2個用於低壓H-橋，1個用於鉗位元電路）。
脈寬調製（FlexPWM）模組內建4個PWM子模組，每個子模組都能控制一個半橋功率級和四個故障輸入通道。針對馬達控制應用專門設計的高靈活性周邊設備具有多種特性，例如，雙緩衝PWM寄存器、雙開關PWM輸出獨立可編程PWM輸出極性支援、獨立頂層和底層死區時間插入[1]。在本例中，使用者可輕鬆控制PWM訊號產生，軟體庫開發工作量極低，所有訊號都由硬體處理。
圖13:FlexPWM框圖
本應用中所涉及的PWM訊號的週期均為20微秒（DC－DC開關頻率50 kHz），因此選擇子模組0同步/重新載入所有PWM子模組，以避免PWM訊號之間的失匹問題。同一子模組還用於重啟CTU控制週期。
移相調製（高壓H橋）PWM訊號是由子模組0和1提供，每個子模組產生兩個訊號，每個訊號（在同一子模組內）是互補關係（只有死區時間不同）。
注: 子模組1與子模組0的產生訊號之間有延遲，延遲時間為DC－DC控制演算法產生的移相調製值。
同步整流基於子模組2產生的兩個訊號。占空比調製基於子模組2訊號（像移相調製的同步整流一樣）。訊號占空比在[52%, 90%]範圍內變化，第二個訊號延遲半個週期 （10微秒）。
子模組3提供雙開關輸出訊號產生所需的主動鉗位元PWM訊號 [1]。這個特性透過對兩個輸出通道進行異或邏輯運算產生一個輸出PWM訊號。這樣，它可以代表對應子模組2產生的占空比PWM訊號的每個下降沿的脈衝。
結論
本文介紹了如何實現一個高效的雙向DC－DC轉換器，在混合動力汽車的高壓電池與低壓維護電池之間交換電能。在該解決方案中，SPC560P50x微控制器扮演一個重要作用，其先進的周邊設備有助於節省研發時間，控制演算法可釋放CPU資源，以便執行其它更重要的任務（例如安全功能）。
本文介紹了如何實現一個高效的雙向DC－DC轉換器，在混合動力汽車的高壓電池與低壓維護電池之間交換電能。在該解決方案中，SPC560P50x微控制器扮演一個重要作用，其先進的周邊設備有助於節省研發時間，控制演算法可釋放CPU資源，以便執行其它更重要的任務（例如安全功能）。
參考文獻
[1] 32-bit MCU family built on the Power Architecture™ embedded category for automotive chassis and safety electronics applications （RM0022, Doc ID14891）
[2] 32-bit Power Architecture™ based MCU with 576 KB Flash memory and 40 KB RAM for automotive chassis and safety applications （SPC560P44L3, SPC560P44L5, SPC560P50L3, SPC560P50L5 datasheet, Doc ID14723）
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[2] 32-bit Power Architecture™ based MCU with 576 KB Flash memory and 40 KB RAM for automotive chassis and safety applications （SPC560P44L3, SPC560P44L5, SPC560P50L3, SPC560P50L5 datasheet, Doc ID14723）
