一種直接測量運算放大器輸入差分電容的方法輸入電容可能會成為高阻抗和高頻運算放大器(op amp) 應用的一個主要規格。值得注意的是，當光電二極體的結電容較小時，運算放大器的輸入電容會成為雜訊和頻寬問題的主導因素。運算放大器的輸入電容和回饋電阻在放大器的響應中產生一個極點，從而影響穩定性並增加較高頻率下的雜訊增益。因此，穩定性和相位餘裕可能會降低，輸出雜訊可能會增加。實際上，以前的一些CDM ( 差模電容)測量技術依據的是高阻抗反相電路、穩定性分析以及雜訊分析。這些方法可能會非常繁瑣。
在諸如運算放大器之類的回饋放大器中，總有效輸入電容由CDM 與負輸入共模電容( 或對地的CCM–) 並聯組成。CDM 難以測量的原因之一，是運算放大器的主要任務是防止兩個輸入不相關。與測量CDM 的難度相比，直接測量對地的正輸入共模電容CCM+ 相對容易一些。在運算放大器的同相針腳上放置一個較大的串聯電阻並施加正弦波或噪音源，就可以使用網路分析儀或頻譜分析儀來測量由運算放大器輸入電容而產生的-3 dB 的頻率響應。假定CCM+ 和CCM– 相同，特別是對於電壓回饋放大器。但是，這些年來，測量CDM 變得日益困難；運算放大器的固有特性會迫使其輸入相等，從而自舉CDM，因此所使用的各種不同的技術都無法令人滿意。當輸入被強制分開並進行電流測量時，輸出將試圖進行對抗。檢測CDM 的傳統方法是間接測量，該方法依賴於相位裕度的降低，且因並聯使用CCM–等其他電容而變得更複雜。
圖:直接測量LTspice 中的CDM 阻抗。繪製V(r)/I(R1) 曲線以獲得阻抗。在本例中，在1 MHz 頻率下，-89.996°時Z 為19.89437kΩ(10(85.97/20))，利用公式C = 1/(2π × Z × Freq)，Z 正好為8 pF。
