摘要
本文介紹了一種無電阻、大於4-decade動態範圍的電流感測解決方案，並描述了一種簡單的方法，僅使用齊納二極體和兩個MOSFET（場效應電晶體）就可以將其電源電壓範圍擴大到6V-36V。以MAX40016為例提供了原理圖和測試結果。
測量系統中的電流是監測系統狀態的一種基本而有效的工具。隨著先進技術的發展，電子或電氣系統的物理尺寸大幅縮減，降低了功耗和成本，並且在性能方面並沒有太多讓步。每個電子裝置都真對健康和狀態進行監測，這些診斷提供了管理系統所需的重要資訊，甚至決定了其未來的設計升級。
系統中越來越需要測量大範圍電流，從微小電流一直到幾安培電流。例如，在以下情況下，確定系統中高動態範圍的電流流動或消耗情況：
1. 睡眠/非活躍電流，以確定除正常運作外的總體負載性能和估算電池/電源功率。
2. ATE/測試環境需要處理從微小/低微安培級電流到安培級電流，這就需要進行研發或生產級的測試。
3. 廠房環境，以發現生產問題（積聚在IC下的焊劑、不必要的焊料短路或開路），以及正常的操作功能測試。
4. 工業設備監測，開啟和關閉期間的功耗可顯示裝置的健康狀況，例如，監測設備的正常電流和洩漏電流，以確定其隨時間推移的磨損情況。
現有的解決方案
圖1. 電流檢測放大器(CSA)+檢測電阻
在高達80V的高電壓位準（共模位準）應用中，由外部的簡單電流感測放大器(CSA)（但為了使結構達到精度和準確性要求，整合電路的設計比較複雜）和感測電阻器組成的方案可以解決電流測量時的多數問題。電流感測放大器目前具有卓越的準確度和精度，滿足實現微安級電流的要求，同時保持更好的訊號雜訊(SNR)性能，進而提供系統設計所需的測量解析度。
然而，為設計人員選擇優化的CSA並不是一件容易的事情。有一些權衡因素需要考慮（圖2）：
1. 可用的電源
2. 最小可感測電流（轉化為元件的最小輸入失調電壓(VOS)）
3. 最大可感測電流（轉化為最大輸入感測電壓(VSENSE)）
4. RSENSE上允許的功耗
圖2. 使用CSA和RSENSE時要考慮的設計約束
由於差分電壓範圍由電流感測放大器的選擇來設定，因此增加RSENSE值可以提高較低電流值的測量精度，但在較高的電流下功耗較高，這可能是不可接受的。另外，感測電流的範圍也有所降低（IMIN : IMAX)。
降低RSENSE值更有利，因其減少了電阻的功耗，增大感測電流範圍。降低RSENSE值可降低訊號雜訊（可透過計算平均值，取平均輸入雜訊來改善訊號雜訊）。
應該注意的是，在如此情況下，裝置的偏移會影響測量的精度。
校準通常在室溫下進行以提高系統精度，透過增加某些系統的測試成本來消除失調電壓。
此外，輸入
差分電壓範圍(VSENSE)取決於電源電壓或內部/外部基準電壓和增益：
在任何實現高電流範圍的應用中，目的都是在既定的精度預算下大幅擴大動態範圍，一般透過以下公式來估算：
大多數CSA的VSENSE-RANGE通常是100mV，輸入失調電壓約為10μV。
請注意，如果選擇VSENSE_MIN作為10xVOS係數，則在未校準系統中，最多可得出3-decade±10%的誤差。
同樣，如果選擇100xVOS，則可以達到±1%的誤差範圍，但動態範圍會縮減到20年。因此，在動態範圍和精度之間存在一個權衡：收緊精度預算會減少VSENSE_MIN所決定的動態範圍，反之亦然。
有一點需要注意，在CSA + RSENSE系統中，RSENSE（容差和溫度係數）通常是系統總精度的瓶頸。
與電量計、具有整合晶片電阻器的CSA、使用運算的差分放大器的分立式元件實現等其它替代方案相比，其簡單、可靠且成本合理，仍然是業界監控/測量系統電流的有效做法。也有更高級別容差和溫度係數感測電阻，只是價格比較高。應用在溫度範圍內的總誤差預算需要與RSENSE產生的誤差相當。
無電阻感測解決方案
對於需要測量從幾百微安到幾安培電流的更高動態範圍應用，下方圖3所示的整合式電流感測元件(U1)是非常有用、有效的解決方案。該解決方案滿足以下條件：
1. 整合式感測元件（無電阻）
2. 超過4-decade的電流感測動態範圍
3. 電流輸出功能（與160Ω LOAD一起提供0-1V的VOUT，與所有ADC/微控制器電流輸入實現方案相容）。
圖3. 帶有整合電流檢測元件的2.5V至5.5V電流檢測系統。
取代外部感測電阻, 在VDD輸入和負載(LD)輸出之間配置整合感測元件，能夠測量100uA至3.3A的系統負載電流(ILOAD)。增益為1/500的內部增益塊提供輸出電流ISH，即
。在ISH電流輸出和接地間連接一個160Ω電阻，可得到0V至1V的VISH電壓輸出。
。在ISH電流輸出和接地間連接一個160Ω電阻，可得到0V至1V的VISH電壓輸出。在負載電流為3A時，感測元件裝置上VDD和LD之間的壓降約為60mV（曲線圖1），相當於僅有180mW的功耗，而在較低的電流值下，觀察到的感測100μA範圍的總誤差在10%左右（曲線圖2）。該方案在較高電流負載下功耗較小，在較低電流水準下仍能保持較好的誤差預算，優於圖1中的傳統感測電路。因此，需要更大電流感測範圍（最高可達3A）的應用可以從此方案中受益。
具有擴展線路/輸入電壓的無電阻感測方案
圖4是圖3的輸入電壓範圍擴展，其中U1的電源電壓現在可以接受更高的線路電壓，可高達6V至36V。齊納二極體(D1)將VDD和PFET(M1)閘極之間的電壓維持在5.6V。高壓線路的大部分被M1吸收，M1的源電壓鉗位元在與VDD輸入電壓相差大約4V-4.5V的水準，進而將U1的工作電壓(VDD-VSS)維持在正常工作範圍內（曲線圖3）。然後，此M1的源電壓為M2 PFET的閘極電壓提供偏置。M2 PFET源電壓處於VSS (U1) + VTH (M2)的水準，確保U1 ISH輸出在可接受的電壓水準內。ISH電流輸出和R1相對於接地端產生0至1V的輸出電壓。
圖4. 具有整合電流感測元件的6V至36V電流感測系統
圖4中使用的建議元件
|
參考代號 |
元件 |
描述 |
|
D1 |
CMFZ4690 |
5.6V齊納 |
|
M1 |
BSP322PH6327XTSA1 |
MOSFET P-CH 100V 1A SOT-223 |
|
M2 |
BSP322PH6327XTSA1 |
MOSFET P-CH 100V 1A SOT-223 |
|
U1 |
MAX40016ANL+ |
採用WLP封裝的4-Decade無電阻CSA |
實驗結果
以下是圖4電路的實驗結果。
圖5：內部感測元件上的壓降與負載電流的關係
圖6：不同溫度下ISH輸出的增益誤差與負載電流的關係
圖7：MAX40016電源電壓(VDD-VSS)與VLINE的函數關係
圖8. 負載瞬態響應，ILOAD階躍從0變為3A。
圖9. 啟動瞬態響應，ILOAD為3A。
結語
經本文說明可知，透過使用MAX40016的無電阻感測解決方案實現了4-decade的電流成測解決方案，工作範圍並可擴大至36V。
