如何使寬頻高IP2接收器保持最大動態範圍
前言：
作者：ADI 產品線經理Michael Gurr及產品應用總監 Eamon Nash
摘要
本文探討了驅動多倍頻程RF取樣ADC所涉及的挑戰。文章討論了與二階和三階互調相關的問題、單端驅動和差分驅動的利弊權衡，以及使得RF驅動放大器成為ADC驅動器理想選擇的特性和性能。
簡介
ADI所推出的AD9084和AD9088 RF取樣ADC和DAC可大幅推動多倍頻程頻段（例如2 GHz至18 GHz電子戰(EW)頻段）的直接取樣和數位化發展進程。然而，這也對寬頻ADC和DAC的RF電路提出了挑戰。傳統的窄頻接收器性能指標側重於三階互調失真(IP3)，但多倍頻程接收器必須因應頻內二次諧波、三次諧波和二階互調產物。
為什麼諧波會為寬頻接收器帶來問題
在寬頻訊號鏈中，高性能系統的目標是以高傳真度和最小雜訊對大部分頻譜進行數位化。當我們追求更優性能，例如更快的速度、更低的功耗、更高的靈敏度和精度時，難免要在某些方面做出妥協。例如，為了抑制諧波和互調成分，可能不得不犧牲一些系統性能和感知能力。雖然有些諧波和互調產物可以被濾除，但隨著工作頻寬的擴大，濾除頻內諧波成分變得無法實現。
在過去幾十年中，為了解決在干擾訊號存在的情況下出現的二次諧波和互調失真問題，人們採用了能夠緩解問題的解決方案——亞倍頻程預選濾波器。干擾訊號會對接收器構成威脅，尤其是那些利用混頻器和放大器等非線性元件將頻譜下變頻到較低取樣速率轉換器的接收器。此外，諧波調變可能產生掩蓋主要感知目標的頻內訊號音，進而為區分虛假目標和防止欺騙攻擊帶來困難。
我們來看看將訊號饋送給數位化儀的給定訊號鏈的靈敏度：理想情況下，接收器傳播單一獨特的訊號音，使得處理器基於乾淨的資料做出決策。但在現實中，通常存在多個不同強度且會相互作用的訊號音，訊號鏈的非線性會導致產生額外的訊號音。透過在訊號鏈中使用高線性度元件，數位化儀可以保持較高的無雜散動態範圍(SFDR)。SFDR用於衡量存在多個較大訊號，產生互調雜散（以相對於主訊號的dB為單位）時，接收器能夠在多遠的距離內檢測到小訊號，有助於降低錯誤識別目標或成為欺騙攻擊受害者的風險。
較新的架構將亞倍頻程預選濾波器移到離天線更遠的位置，進而儘量降低雜訊係數並提高動態範圍。然而，這也帶來了挑戰，即在接收器的各個環節都會產生並放大諧波和互調成分。因此，我們需使用新的方法來管理這些干擾訊號音。
接收器架構的簡要比較
RF取樣架構在現代無線電接收器的設計中十分重要，架構的選擇對系統的諧波性能有很大影響。讓我們簡要比較一下兩種常見RF取樣架構的一些優缺點：直接RF取樣和外差轉換器。
歷史上，外差架構（如圖1所示）因多種原因而頗受歡迎。其中較主要的原因是，當時有性能良好的RF元件和夠快速的資料轉換器，後者可支援中頻取樣並具備非常高的動態範圍。外差架構能夠提供合理的線性度和頻率捷變性，結合中頻(IF)和射頻(RF)的多級濾波後，還具備實現優異諧波和雜散性能的潛力。外差架構的二次諧波和IP2性能通常表現一般。然而，將RF訊號與本振(LO)混頻所引入的訊號音可能會降低線性度。精心的設計和濾波可以緩解這些問題。此外，得益於IF級提供的選擇能力，外差接收器具有良好的阻塞性能。
圖1.標準外差接收器架構
外差設計存在以下侷限性：結構複雜；容易產生諧波；需要精心制定頻率規劃方案才能有效抑制諧波。此外，高性能外差接收器需要大量元件，材料成本較高，在RF頻率較高的情況下尤為如此。
較新的技術是直接RF取樣接收器，如圖2所示，搭配合適的元件時，其能夠提供卓越的諧波性能和非常高的線性度。直接RF取樣透過直接對RF訊號進行取樣，省去了下變頻級，實現了高性能的訊號處理。得益於此，直接RF取樣表現出非常好的二次諧波和IP2性能。與外差接收器類似，混頻級可能會引入額外的諧波。必須注意的是，ADC的線性度和驅動ADC的電路對於確定IP2、IP3和互調性能指標有著重要影響。
圖2.基本直接取樣接收器架構
直接RF取樣雖然在線性度和諧波性能方面具有優勢，但也面臨著一些挑戰。採用直接取樣架構的接收器可能容易受到頻外和頻內阻塞訊號的干擾，這是因為接收器擷取的頻率範圍很廣。有效的濾波和RF前端設計對於減輕這些阻塞訊號的影響十分重要。此外，直接RF取樣接收器可能面臨與直流功耗和成本相關的挑戰。高速轉換器和FPGA處理需求可能會產生很高的功耗，因此需要謹慎管理功耗。
有關接收器架構的更詳細比較資訊，請參閱「寬頻RF接收器架構方案綜述」。
二階和三階諧波、IMD2及IMD3
外差和直接取樣架構都有一些關鍵的性能權衡需要考慮。其中一個重要指標是訊號音線性度，這通常是設計討論的重點。二次和三次諧波以及互調失真(IMD)產物，是內部和外部產生的干擾訊號的較常見來源。瞭解這些干擾訊號音的起源和影響，以及知道如何減輕其影響，對於系統設計人員來說十分重要。
圖3為兩個相鄰訊號音作用於RF放大器時產生的頻譜。常用的雙訊號音測試廣泛用於測量出現在訊號音附近的三階互調產物（位於2F1-F2和2F2-F1處）。該測試類比了一個接近主音頻率的訊號到達接收器的情況。使用基音功率與IMD3訊號音功率之間的差值來計算輸出三階互調點(OIP3)，如公式1所示：
其中，P0是基音輸出功率。
OIP3是一個關鍵的RF系統規格，可用於預測鄰道功率比(ACPR)，同時還能衡量系統承受通道內阻塞訊號的能力。
圖3.雙音激發產生的二次諧波、三次諧波、IMD2和IMD3產物
深入分析圖3，我們發現雙音測試產生了其他副產物。這些副產物包括：原始訊號音的二次和三次諧波，位於2F1、2F2、3F1和3F2處；IMD3訊號音，位於2F1+F2和2F2+F1處；以及二階互調訊號音，位於F1+F2處。使用基音與F1+F2訊號音之間的差值來計算二階互調點(OIP2)，如公式2所示。
在傳統的窄頻外差接收器中，由於IF級會進行濾波，IP2及二次和三次諧波不太受到關注。然而，直接取樣接收器中的濾波功能較少，因此必須考慮這些產物的大小。例如，2 GHz至18 GHz EW接收器掃描時，接收器內產生的諧波產物有可能產生誤警報或掩蓋真正的威脅。
支援直接取樣的ADC
AD9088和AD9084屬於多通道RF取樣ADC/DAC系列，其類比輸入頻寬分別為16 GHz和18 GHz。圖4顯示了AD9088的部分框圖，重點突出其RF取樣ADC。AD9084採用差分輸入結構，而AD9088整合了巴倫，並具有50 Ω的單端輸入電阻。考慮用RF放大器驅動這些ADC時，以dB功率形式表示元件規格會很有用（如圖4所示）。透過將dBFS（相對於滿量程的分貝數）規格轉換為dBm（相對於50 Ω的分貝數），滿量程輸入以及折合到輸入端的IP2和IP3便可用dBm表示。例如，如果將兩個5.2 GHz、-15 dBm的訊號音作用於AD9084的輸入端，產生-59.3 dBc的F1+F2 IMD2產物，則等效IIP2為44.3 dBm。同樣，二次和三次諧波可以用dBc（相對於載波的分貝數）表示，雜訊可以用dBm/Hz表示。
圖4.AD9084和AD9088 ADC以及折合到輸入端的RF規格
典型寬頻RF放大器的諧波性能
優化接收器設計以實現高線性度，或者當接收器輸入功率增加時，儘量降低諧波及其產物的影響，對於提高接收器的靈敏度非常重要。透過精心的頻率規劃和濾波可以有效減少內部產生的諧波和互調，但在有訊號干擾和雜訊嚴重的環境中，系統設計人員還必須考慮接收器的多訊號音輸入。每個訊號鏈模組的固有諧波性能直接影響整個系統的性能。
在RF訊號鏈的各種元件中，RF放大器通常是內部諧波產生的主要來源。寬頻放大器是覆蓋倍頻程或十倍頻程等寬頻率範圍的放大器，其IP2和IP3值可能在30 dBm左右，這些值會隨頻率而變化。如圖3所示，三次諧波可能產生近載波雜散，不過這些雜散可以透過適當的RF和IF濾波來緩解。對於濾波應用而言，外差接收器中的二次諧波往往在頻段外，因此不太受關注。在寬頻直接取樣RF接收器中，這些二次諧波產物可能落在所需的頻段內，並且難以濾波。為了解決這個問題，ADI開發了高IP2放大器。
圖5為ADI新型寬頻LNA ADL7078的框圖和基本連接電路。該LNA的輸入耐受能力高達32 dBm，將可降低對限幅器的需求，此外還包含48 dBm（典型值）的高OIP2，如圖6所示。該LNA由單個正電源供電，其偏置電流由連接在RBIAS接腳和VDD之間的電阻設定。RF輸入與輸出採用交流耦合，VDD偏置電感整合在晶片內。
圖5.ADL7078的功能框圖
圖6.ADL7078的增益、雜訊係數、OIP2和OIP3
與ADI最近推出的幾款RF放大器一樣，ADL7078將通常需要外部提供的電路元件整合到封裝和晶片中。此種整合能夠有效縮小電路板空間，並簡化設計過程。封裝中包括隔直電容，分別位於RF輸入端和輸出端，並且整合了偏置電感，支援為晶片封裝直接提供直流偏置電壓。此外，得益於元件製造和設計方面的最新進展，該LNA不再需要負電源電壓來偏置放大器的閘極。這不僅簡化了電源設計，而且無需按順序供應各個電壓。如圖5所示，ADL7078僅需要電源線濾波和一個外部電阻來設定靜態漏極電流Idq。
在典型的寬頻多倍頻程分散式放大器中，IP2性能呈現V形曲線，如圖7所示。在雙倍頻程頻寬的中點以下，二次諧波保持在頻內，導致IP2性能隨著頻率的升高而保持不變或變差。一旦二次諧波移出頻外，IP2性能就會在放大器通帶的高頻段中得到改善。相較之下，ADL7078及其低頻配套元件ADL8104在整個工作頻寬內的IP2性能表現相對平坦。此外，相較於典型的分散式放大器，這些放大器的IP2性能通常更高，也因此成為了多倍頻程、直接取樣RF訊號鏈中ADC驅動器的理想選擇。
圖7.ADL8100 IP2，寬頻、分散式、多倍頻程放大器中的典型IP2性能
將ADL7078用於直接取樣接收器
為了將關於接收器架構比較的討論與高線性放大器的重要性結合起來，我們開展了直接取樣和外差接收器的模擬實驗，以展示其性能差異。透過這些簡單的訊號鏈模擬，我們很容易能理解為什麼使用高線性度放大器可以為無雜散動態範圍帶來極大的優勢。
瞭解訊號鏈IP2性能的一種方法是檢查每個元件及其對串聯IP2的貢獻，進而識別潛在的瓶頸。此種折合到輸入端的系統模擬以視覺化方式呈現性能，有助於設計決策。但是，對於每條跡線，其僅提供單一頻率的資訊。
在圖8中，我們可以看到第一個瓶頸是接收LNA，即訊號鏈中的第一個主動元件。相較於典型的寬頻LNA，使用高IP2放大器時，輸入IP2 (IIP2)性能高出大約20 dBm。對於任一訊號鏈，混頻器總會帶來難題，其會產生諧波及其混頻產物，對諧波性能不利。後續濾波級應改善諧波性能，減少到達ADC的雜散成分。
類似地，在圖9所示的直接取樣接收器中，LNA中唯一的瓶頸明顯影響了到達ADC的雜散成分。僅僅改變這一個元件就會導致20 dBm的性能差異，諧波頻率的能量降低為原來的近1/7。
圖8.外差接收器串聯輸入IP2
圖9.直接取樣接收器串聯輸入IP2
為進一步瞭解ADL7078和ADL8104等高線性度、高IP2的放大器對系統性能的影響，我們可以針對以下案例進行分析：輸入訊號為8 GHz單頻訊號音，同時存在一個功率比主訊號音低10 dBc的3 GHz阻塞訊號音，研究到達ADC的雜散成分。我們僅關注圖2所示的直接取樣架構，因為外差接收器會引入額外混頻產物，可能會使比較複雜化，很明顯的，主訊號音（歸一化到0 dBm）會產生一些諧波成分，並且主訊號音與阻塞訊號音相互作用，產生互調產物。儘管諧波成分在到達ADC之前已經過濾波，但其仍然存在且幅度很大，而且互調產物會產生不需要的訊號雜訊。在圖10中，測得的最強互調訊號音(5 GHz)為-50 dBc。在圖11中，觀察到到達ADC的同一訊號音為-23 dBc。如此極大的能量差異會直接影響接收器靈敏度。因此，為實現最佳系統性能，選擇一款能夠有效降低諧波和互調成分的放大器至為關鍵。
圖10.ADC輸入端的雜散成分，採用ADL7078高IP2 LNA和直接取樣接收器；基音歸一化到0 dBm。
圖11.ADC輸入端的雜散成分，採用普通LNA和直接取樣接收器；基音歸一化到0 dBm。
結論
隨著高速RF取樣ADC的出現，市面上迫切地需要更多IP2和IP3性能與傳統外差接收器相媲美的寬頻驅動電路。寬頻取樣頻寬以及可能存在的頻內阻塞和干擾訊號，讓LNA和ADC驅動器的二次諧波和互調性能變得更加重要。此外，三次諧波和互調性能仍然是評估寬頻放大器的關鍵因素。ADI的高IP2放大器，即ADL7078和ADL8104，其IP2性能超越市面上現有的單通道放大器IC。這些放大器非常適合作為寬頻系統中的ADC驅動器。其整合了交流耦合電容和偏置電感，進而實現了精巧的外部尺寸，並提升能效。此外，透過ADC控制驅動放大器偏置電流的能力，更進一步增強了這些元件的彈性和易用性。
參考文獻
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